编者按：新型单相不对称五电平无变压器型光伏逆变器，可实现减少开关器件，确保电平输出，相应的开关控制策略之下，完成了五电平输出。对于无变压器型逆变器，为保证能够安全并网工作，该拓扑的漏电流也符合国际标准要求范围。

在光伏并网发电系统中，传统的两电平逆变器只有两个输出电平+vPV和-vPV，在高频开关下工作，会带来很大的电流谐波、功率损耗和电磁干扰等问题，不能向电网输送高质量电能[1-2]。

逆变器（Multilevel Inverters，MLI）可以利用低功率器件获得高压，输出多个不同电压等级，降低总谐波失真（THD），减小了滤波器尺寸，同时具有器件开关频率低、损耗小、电压应力低等优点，在高压大功率场合得到广泛应用[3-5]。常规的多电平逆变器拓扑分为三种：中性点钳位（NPC）、飞跨电容（FC）和级联H桥（CHB）多电平逆变器[6-8]。NPC-MLI多电平逆变器电路结构和调制控制方法简单，不需要额外的独立直流电源，但需要较多数量的钳位二极管；FC-MLI的开关状态组合灵活，需要大量的箝位电容和考虑飞跨电容电压不平衡等问题。CHB-MLI不需箝位二极管和箝位电容，控制方式简单，但需要数量众多的独立直流电压源[9-10]。如何在保证相同电平输出的同时减少电力电子器件数量是目前研究多电平逆变器的重点。多电平逆变器的提出满足这一需求[11-13]。文献[11]将对称和不对称的两种逆变器结构进行对比分析，级联不对称拓扑为九电平逆变器仿真输出，结论与传统MLI相比，不对称MLI能够保证最大电平输出并具有更少的开关管、二极管和电容器等器件。在提出的新型不对称五电平[12]和七电平[13]逆变拓扑中得到同样的验证。

本文从减少开关器件，确保电平输出的角度出发，提出了一种单相不对称T型五电平逆变拓扑（Asymmetric T-type five-level HB，A-T5L-HB）。该拓扑在相应的开关控制策略之下，完成了五电平输出。对于无变压器型逆变器，为保证能够安全并网工作，该拓扑的漏电流也符合国际标准要求范围。

1 A-T5L-HB拓扑结构和工作原理

1.1 A-T5L-HB拓扑结构

新型A-T5L-HB拓扑结构如图1所示。它由基本H桥和T型桥两部分组成，其中T型桥位于H桥和直流分压电容C1、C1之间，是一对相反的功率管和二极管组成的并联桥路。该拓扑用可双向导通的少量的开关器件在相应的调制策略下实现五电平输出，无需考虑电容电压不平衡问题，效率高于传统多电平逆变器，泄露电流也符合国际标准。

1.2 工作原理

为了完整地输出五电平，图2(a)～(f)分别描述了A-T5L-HB拓扑正负半周期的六个工作状态，详细过程阐述如下：

(1)工作状态1，在载波信号的正半周期，S1、S4导通，其他关断，对应基本H桥正常工作状态，如图2(a)所示。电流通过开关管S1、滤波电感L1、电网Ug、滤波电感L2，经开关管S4返回。此时输出电压vAB=vPV。

(2)工作状态2，无功传输阶段，开关管S4保持导通，开关管S1关断，S6导通，二极管D2承受正向电压导通，如图2(b)所示。电流通过开关管S4、分压电容C2、二极管D2和开关管S6流向滤波电感和电网。此时输出电压vAB=vPV/2。

(3)工作状态3，在开关管S5导通的死区时间，导通开关管S3和S4，电流流向如图2(c)所示，此时输出电压为vAB=0。

(4)工作状态4，在载波信号的负半周期，S2、S3导通，其他关断，对应基本H桥正常工作状态，如图2(d)所示。电流通过开关管S2、滤波电感L2、电网Ug、滤波电感L1，经开关管S3返回。此时输出电压vAB=-vPV。

(5)工作状态5，无功传输阶段，开关管S2保持导通，开关管S3关断，S5导通，二极管D1承受正向电压导通，如图2(e)所示。电流通过二极管D1和开关管S5、分压电容C2和开关管S2流向滤波电感和电网。此时输出电压vAB=-vPV/2。

(6)工作状态6，在开关管S6导通的死区时间，导通开关管S1和S2，电流流向如图2(f)所示，此时输出电压为vAB=0。

综上所述，这六个工作状态在相应的开关驱动下完成了-vPV、-vPV/2、0、vPV/2和vPV五个电平的电压输出。

2 开关驱动信号

为更清晰地观察开关状态，将上述六个工作状态总结如下，具体如表1所示。vAN和vBN分别表示A、B两点的对地电压，vAB为逆变输出电压，vPV为光伏直流电源电压。数字1和数字0用以表示开关S1~S6的导通和关断状态，“1”代表开关为导通状态，“0”代表开关为关断状态。

根据五电平逆变器工作状态的分析，可以总结出6个开关管S1~S6的开关状态。其中，开关管S2和S4在电网周期内，以基波频率开断一次，正半周期，S4始终导通，S2保持关断；负半周期，S2始终导通，S4保持关断。开关管S1和S3在不同电平阶段以高频方式开断。开关管S5（或S6）与S1和S3以互补方式开断。根据传统的多电平逆变器载波位移的控制策略，结合提出五电平逆变器开关管的开关状态，研制载波移相CPS-PWM（Carrier Phase Shift-PWM）控制策略，如图3所示。将三角载波信号分成四个等宽的载波信号，载波信号的初始相位依次移动90°，与参考正弦波信号相比较得出控制开关管的脉冲信号。 在水平和垂直方向分成四个区域，代表逆变器不同的工作状态和不同的电平分区。区域1：对应工作状态1，输出电平从vPV/2变为vPV；区域2：对应工作状态2，输出电平从0变为vPV/2；区域3：对应工作状态5，输出电平从0变为-vPV/2；区域4：对应工作状态4，输出电平从-vPV/2变为-vPV。

3 仿真验证

为了验证A-T5L-HB拓扑在CPS-PWM控制策略的五电平输出，在MATLAB/Simulink中进行仿真。图4仿真输出的是载波在低频下的开关驱动状态，与开关驱动信号中的分析一致，调整为高频驱动分别用于新型拓扑开关S1~S6的控制。

新型A-T5L-HB逆变拓扑的仿真输出如图5所示。在图5中可以观察到输出电压vAB的波形，在光伏直流电源值为400 V时，五电平输出分别为-400 V、-200 V、0 V、200 V和400 V。对输出电压vAB的波形进行FFT分析，结果在图6中给出，电压的谐波畸变率THD为28.44%，与文献5中记录的传统级联单相五电平逆变器（THD为36.56%）相比较，谐波畸变率下降。负载电流输出波形如图7所示，近似为正弦波输出，但有谐波注入。对该波形进行FFT分析，结果如图8所示，得出负载电流的THD为4.23%，符合国际标准IEEE-1000的规定，并网电流谐波畸变因数(THD)在5%以下。

对于无变压器型逆变器，因共模电压不稳定造成的漏电流依然会有电磁传导和谐波注入等问题，严重时对人身安全构成威胁，所以安规中对于漏电流的限制为不超过300 mA。共模电压和漏电流的波形如图9和图10所示。理论上，共模电压应该稳定为某一定值，但由于五电平逆变器电压输出多个电平，共模电压值在100 V~200 V之间波动，具体波形如图9所示。由此引发的漏电流在逆变器工作时不规则变动，波形如图10所示。可以看到，电流值在一定范围内变化，峰值最高在100 mA附近，未超过安全范围。

4 结论

本文提出了一种新型不对称五电平逆变拓扑，即A-T5L-HB拓扑。介绍了该拓扑的基本结构并详细分析了它的工作原理，研制了相应的载波移相（CPS-PWM）控制策略，最后用仿真进行了验证，得出以下结论：(1)新型A-T5L-HB拓扑由6个开关管和2个二极管组成，与传统的五电平逆变器相比较，具有更少的电力电子器件和损耗；(2)新型A-T5L-HB拓扑在CPS-PWM控制策略下完成了五电平输出，输出电压和电流的谐波畸变小，能够很好地应用于光伏逆变系统；(3)由于缺少电气隔离，漏电流不可避免，新型A-T5L-HB拓扑因共模电压波动引起的漏电流符合标准范围，因此该拓扑在光伏系统中能够安全可靠运行。

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原标题：新型单相不对称五电平无变压器型光伏逆变器